如圖5-4 所示，變頻調速系統各環節的功率如下：

1. 電源功率

即變頻調速系統從電源吸取的電功率，其計算公式如下：PS ＝ USIS·λ (5-6)  式中，PS 為變頻器的輸入功率，kW；US 為電源線電壓，V；IS 為電源線電流，A；λ 為全功率因數。
 

2. 直流回路功率

PD ＝ UDID (5-7)  式中，PD 為直流回路的電功率，kW；UD 為直流回路電壓，V；ID 為直流回路電流，A。
 

3. 變頻器的輸出功率

變頻器的輸出端是和電動機相接的，所以，其輸出功率也是電動機的輸入功率，計算公式如下：PM1 ＝ UMIMcosφ1 (5-8)  式中，PM1 為變頻器的輸出功率，kW；UM 為變頻器的輸出線電壓，也是電動機的輸入線電壓，V；IM 為變頻器的輸出線電流，也是電動機的輸入線電流，A；cosφ1 為電動機定子側的功率因數。

5.1.1.4 頻率下降后的功率變化

毫無疑問，在每兩個環節之間進行轉換時，都會有功率的損耗。但因為這些損耗功率所占比例都很小，可以忽略不計。則可以認為，各環節的功率都是近似相等的。要大一起大，要小一起小。

當變頻器的輸出頻率減小，使負載轉速下降時，各環節的功率將減小，但減小的原因各不相同，分述如下：

1. 負載消耗的功率PL

由式(5-4)，因為是恒轉矩負載(TL=C)，所以轉速nL下降時，PL 也必下降。

2. 電動機的輸出功率PM2

因為電動機的電磁轉矩總是和負載轉矩相平衡的，當拖動恒轉矩負載時，電磁轉矩也是不變的。則由式(5-3)，當轉速nM 隨頻率下降，輸出功率PM2 將減小。

3. 電動機的輸入功率PM1

由式(5-8)，因電磁轉矩不變，故電流大小也不變，但變頻器的輸出電壓要隨頻率下降，所以，電動機的輸入功率( 也就是變頻器的輸出功率) 減小。

4. 直流回路的電流ID

由式(5-7)，因為直流電壓UD 是不變的，所以直流電流ID 將隨功率PD 的減小而減小。

5. 變頻器的輸入電流IS

由式(5-6)，因電源電壓US 是不變的，故輸入電流IS隨功率PS 而減小。

5.1.1.5 結論

變頻器在低頻運行時，由于其輸出電壓要隨頻率同時下降，所以輸入電流比輸出電流小。

這和變壓器是相同的。在降壓變壓器里，在損耗功率忽略不計的情況下，高壓側和低壓側的功率是相等的。而功率又和電壓與電流的乘積成正比，所以高壓側的電流小、低壓側的電流大，如圖5-5(a) 所示。

變頻器其實也一樣，所不同的只是變頻器輸出側的電壓是隨頻率的下降而下降的，其輸入側是高壓側，所以輸入側的電流比輸出側的電流小，如圖5-5(b) 所示。

5.1.2 輸入電流的功率因數

5.1.2.1 電動機的功率因數

1. 變頻調速系統的能量交換

      電動機是電阻、電感性(R、L) 負載，其功率因數cosφ＜ 1。存在著一部分磁場和電源交換能量的無功功率。

      在變頻器里，電動機并不直接和電源相接，而有直流電路阻隔其間，因此，其能量交換只在磁場和濾波電容器之間進行。

如圖5-6 右上角所示，在0~t1 區間，電流和電壓是反方向的，說明是反電動勢克服電壓而向電容器充電，如圖中的虛線①所示；在t1~t2 區間，電流和電壓是同方向的，說明是電容器上的電壓克服反電動勢而向放電，如圖中的虛線②所示。

2. 電動機功率因數的作用

(1) 與變頻調速系統的功率因數無關

    變頻調速系統的功率因數是在變頻器的輸入側進行測定的，如圖5-6 所示。電動機里的磁場能和變頻器的輸入電源之間并不進行能量交換，所以，電動機的功率因數和變頻調速系統的功率因數之間并無關聯。

(2) 電動機功率因數影響發熱

功率因數低，定子里的無功電流增加，將增加定子繞組產生的熱量，使電動機的溫升增加。

(3) 減少變頻器帶動的電動機數量

當一臺變頻器供電給多臺電動機時，如電動機的功率因數低了，將使變頻器能夠供電的電動機臺數減少。

3. 影響電動機功率因數的因素

(1) 異步電動機的定子電流

如圖5-7(a) 所示，異步電動機的定子電流I1 由兩部分構成：首先是轉子的等效電流I2’，其大小取決于負載的輕重；其次是勵磁電流I0，用于產生磁通，其大小和電壓有關，電壓大，則勵磁電流也大。三者之間的關系如圖5-7(b) 所示：

式中， 為定子電流，A； 為轉子的等效電流，A；為勵磁電流，A。

(2) 勵磁電流的大小

      變頻器里有一個功能，叫做“ 轉矩提升”，是在低頻運行時，調整電壓頻率比(U/f 比) 的。其實際意義是，當電動機在某一頻率下運行時，其輸入電壓是可以根據負載的情況進行調節的。

      電動機是通過產生電磁轉矩來拖動負載的，電磁轉矩的計算公式是：

      TM ＝ KTФmI2’cosφ2 (5-10)

式中，TM 為電磁轉矩，N∙m；KT 為比例常數；Фm 為每個磁極下磁通量的振幅值，Wb。式(5-10) 表明，電磁轉矩是和轉子電流與磁通的乘積成正比的。就是說，如增大電壓，則磁通增加，也同樣可以增大電磁轉矩的。問題是，電動機的磁路是要飽和的，而在飽和狀態下，勵磁電流即使增加很多，磁通也增加不了多少。

     于是，當變頻器的轉矩提升功能預置得太大時，就出現勵磁電流大幅增加的情況，從而使電動機的功率因數減小，如圖5-7(c) 所示。

      所以，在變頻調速的情況下，如果電壓與頻率之比設定不當，容易發生電動機磁路飽和，勵磁電流增大的現象。結果是電動機的功率因數下降，效率降低。

(a) 各電流關系 (b) 電流相量圖 (c) 電壓偏高相量圖

圖5-7 異步電動機的定子電流

5.1.2.2 變頻器的功率因數

1. 變頻器的輸入電流

變頻器的輸入側是一個三相全波整流電路，整流后的直流電壓為UD，如圖6-8(a) 所示。很明顯，當電源電壓的瞬時值小于UD(uS ＜ UD) 時，是不可能有輸入電流的。只有當uS≥UD 時，才開始有輸入電流，如圖5-8(b) 中之曲線①所示。其輸入電流是非正弦電流，如曲線②所示。它將包含著十分豐富的高次諧波成分。
 

輸入電流的基波分量與電壓同相位，所以，當用普通的功率因數表測量時，得到的結果是cosφ=1。

然而，所有高次諧波電流都是無功電流，它所起的作用和R、L 電路里cosφ 較低時的作用完全相同，就是說，它要在電源和輸電線路里流過許多不作功的電流，從而減小了電源和輸電線路的供電能力。
 

2. 提高變頻器功率因數的途徑

既然變頻器功率因數低的原因是由高次諧波電流導致的，提高功率因數的根本途徑，就只能從削弱高次諧波電流著手。因為電感線圈的感抗是和頻率成正比的，所以用電感來削弱高次諧波電流就是順理成章的方法。具體方法是：

(1) 接入交流電抗器

在三相電源的進線處串聯交流電抗器，如圖5-9 中的AL 所示。

變頻器在低頻運行時，三相輸入電流是不平衡的。要說明這個問題，首先看一下三相整流橋經濾波電容器濾波后的工作特點。

1. 整流橋向電阻電路供電
 

      電源的三相交變電壓的波形，經三相全波整流以后，其電壓波形有6 個脈波，如圖5-10 中的曲線①所示。電容器的濾波過程如下：在每個脈波的上升沿，電壓在向電阻R 提供電流的同時，也向電容器充電；而每個脈波的下降沿，則主要是電容器向電阻放電的過程。

     總的來說，濾波電容器處于不斷地充、放電的狀態，其電壓波形如圖5-10 中的曲線②所示。這6 個脈波的充、放電過程有兩個特點：第一個特點是有序。就是說，前一個脈波充、放電完畢，后一個就接著來，好象排著隊一樣；第二個特點是均等。因為電阻值是不變的，所以，6 個脈波的放電電流都相等。在這種情況下，三相的進線電流是平衡的。
 

2. 向R、L 電路供電
 

變頻器的負載是電動機，電動機的定子繞組屬于R、L電路。如圖5-6 所示，R、L 電路也要對濾波電容充、放電。就是說，在變頻器里的濾波電容，既要接受電源對它的充、放電，也要接受負載對它的充、放電。兩者之間能否協調呢？
 

假設變頻器的輸出頻率為25Hz，輸出電流的波形如圖5-11 的右上角所示，電流比電壓滯后7.5ms( 相當于0.375π)。現在來看一下，電阻負載時，濾波電容充、放電的有序和均等這兩個特點是否繼續存在？

(1) 充電的有序性

    如圖所示，在7.5ms 時間內，電動機繞組一直在向濾波電容器充電，而整流橋整流后，每個脈波的持續時間只有3.3ms，電動機繞組向濾波電容器充電的時間（7.5ms）復蓋了電源整流后的2 個多一點的脈波，這兩個被復蓋的脈波處于不能充電的狀態。因此，6 個脈波向濾波電容器充電的有序性被破壞了。
 

(2) 放電的均等性

    在直流向電動機繞組放電此后的時間(12.5ms) 內，放電電流并不象電阻電路那樣均衡，而是正弦波的，就是說，每個脈波的放電電流是不相等的。所以，6 個脈波向電動機繞組的放電電流是不均等的。

    結果是，如圖5-10 那樣的6 個脈波“ 有序而均等” 地對濾波電容器進行充、放電的狀態被破壞了。所以，三相進線電流就是不平衡的了。并且，毫無規律可言。一方面，要受到變頻器輸出頻率的影響；另一方面，也要受到負載輕重的影響。

一般來說，工作頻率越低，負載越輕，三相進線電流越不平衡。
 

小小體會

    變頻器的輸入電流具有一些和常規電器不一樣的特點，而尤以三相電流不平衡是在其他設備中難以見到的。核心的問題是必須充分了解電解電容器的充、放電特點。
 

5.2 停電時的故障分析

講解背景

      二十世紀八十年代，我自己研制的變頻器正在順利試機，單位突然停電，再開機，竟不運行了。檢查的結果是逆變器件損壞了。分析其原因，則和變頻器各部分的過渡過程有關。當時的逆變器件用的是大功率晶體管GTR(BJT)。雖然，現代的中小容量變頻器因為使用了IGBT，已經解決了這個問題。但GTR 并未完全退出變頻舞臺，所以，分析其損壞過程，仍有一定價值。
 

5.2.1 變頻器里的直流電源

5.2.1.1 主電路的直流電源

1. 主電路的結構

主電路的直流電源已如前述，由三相全波整流電路加濾波電容器構成。這里不再贅述。

2. 突然停電后的過渡過程

當突然停電時，變頻器的框圖如圖5-12(a) 所示。由于逆變橋還在工作，濾波電容器CD 迅速放電，直流電壓UD迅速下降，電壓曲線如圖6-12(b) 中之曲線①所示。曲線②是曲線①的切線，τD 是UD 下降的時間常數。由曲線①知，電壓的下降是很快的。但因為電壓的初始值很大，下降過程的總時間并不很短。
 

5.2.1.2 驅動電路的直流電源

1. 對驅動電源的要求

驅動電源需要解決兩方面的問題：

一方面，它應能使晶體管迅速進入飽和導通狀態，如圖5-13(a) 所示； 另一方面，在飽和導通的狀態下，又能使晶體管迅速截止。為此，采取了兩個措施：
 

(1) 關斷時，在基極和發射極之間加入反向電壓，使晶體管容易截止，如圖5-13(b) 所示。
 

(2) 當晶體管飽和導通后，應適當降低驅動電壓，使晶體管退出深度飽和的狀態，如圖5-13(c) 所示。

2. 驅動電路的結構

驅動電路的結構框圖如圖5-14(a) 所示，其負載是晶體管的B-E 結。根據驅動電路對電源電壓的要求，濾波電容器CB 的容量不宜太大。
 

3. 突然停電后的過渡過程

一方面，由于CB 的容量不大，另一方面，其輸出電流又并不小，所以，停電后，電壓UB 和驅動電流IB 將衰減得很快，如圖5-14(b) 中的曲線①所示。

5.2.1.3 控制電路的直流電源
 

1. 控制電路的電源結構

控制電路的主體是中央處理器(CPU)，它對電壓穩定度的要求極高。在圖5-15(a) 中，W1 是開關電源輸出變壓器的一次繞組，CPU 的電源從二次繞組之一取出。本來，開關電源本身就具有穩壓功能，但為了增強CPU 電源的穩定度和抗干擾能力，又增加了穩壓電路，如

圖5-15(a) 所示。圖中，7805 是集成穩壓電路，濾波電容器C01 的容量很大，以保持直流電壓更加穩定。C02 和C03 用于抗干擾。

5.2.2 停電時逆變管損壞的原因

5.2.2.1 逆變用晶體管的額定功率

1. 晶體管的功耗

眾所周知，晶體管有三個工作狀態：截止狀態、飽和導通狀態和放大狀態。今假設某晶體管的額定數據是：1200V、100A、500W。則在三個狀態之下的功耗如圖5-16所示。
 

(1) 截止狀態的功耗

在截止狀態，集電極只有1mA 的漏電流，電阻RC 上的電壓降幾乎為0，晶體管的管壓降和電源電壓近乎相等，晶體管的功耗只有0.5W，如圖5-16(a) 所示；


(2) 飽和狀態的功耗

在飽和導通狀態，集電極電流為100A，晶體管的管壓降為2.6V，功耗為260W，如圖5-16(b) 所示；
 

(3) 放大狀態的功耗

以某放大狀態為例，集電極電流為50A，集電極電阻RC 上的電壓降為248V，晶體管的管壓降為252V，功耗高達2.6kW。大大超過額定功耗，如圖5-16(c) 所示。所以，開關晶體管只能用在開關狀態，絕對不允許在放大區停留。
 

5.2.2.2 變頻器停電時的狀態

正常情況下，應該首先使變頻器停止工作，然后切斷電源。如果變頻器在正常運行的狀態下突然切斷電源，情況如何呢？
 

1. 基極電流

如上述，停電后，基極驅動電路的電壓下降得很快，故基極電流也很快減小。假設，在tX 時間內，基極電流從額定狀態的1.5A 減小為0.375A，晶體管進入放大狀態，集電極電流減小為20A，如圖5-17(a) 所示。
 

2. 主電路電壓

主電路電壓也下降得很快，但因為初始值很大，所以，在相同的tX 時間內，雖然下降得只有額定電壓的30%，但仍有150V。
 

3. 晶體管的功耗

集電極電流的減小，使RC 上的電壓降為100V，而晶體管的管壓降減小為50V，晶體管的功耗為1000W，是額定功耗的2 倍。所以，晶體管必燒無疑。變頻器的逆變器件改用IGBT 管以后，因為其控制極電流極小，驅動電路的電壓不會很快下降，上述現象基本上不再發生。

小小體會

當電源電壓突變時，分析各部分電路的暫態過程是十分重要的，也是解開各種迷團的主要途徑。