在電力電子的很多應用，如電機驅動，有時會出現短路的工況。這就要求功率器件有一定的扛短路能力，即在一定的時間內承受住短路電流而不損壞。
目前市面上大部分IGBT都會在數據手冊中標出短路能力，大部分在5~10us之間，例如英飛凌IGBT3/4的短路時間是10us，IGBT7短路時間是8us。
而大部分的SiC MOSFET都沒有標出短路能力，即使有，也比較短，例如英飛凌的CoolSiCTM MOSFET單管封裝器件標稱短路時間是3us，EASY封裝器件標稱短路時間是2us。
為什么IGBT和SiC MOSFET短路能力差這么多，這是SiC天生的缺陷嗎？今天我們簡單分析一下。
先以IGBT為例，看一下短路時，功率器件內部發生了什么？
功率器件正常工作時處于飽和區，CE電壓很低，此時器件電流隨CE電壓提高而上升。隨著CE電壓進一步提升，反型層溝道被夾斷，器件電流相對保持穩定，不再隨CE電壓上升而上升，我們稱之為退出飽和區。在IGBT的輸出特性曲線上，我們能看到明顯的退飽和現象。
(a) IGBT工作在飽和區
(b) IGBT退出飽和區，
溝道夾斷
IGBT輸出特性曲線
有的SiC MOSFET沒有短路能力，是因為它沒有退飽和特性嗎？非也，SiC MOSFET也有退飽和特性，只不過對于MOSFET，工作區的命名方式和IGBT正好相反，正常工作的狀態為線性區。當DS之間電壓上升到一定程度后，溝道夾斷，電流隨DS電壓上升的趨勢變小，這時MOSFET進入了飽和區。只不過從輸出特性上看，對于SiC MOSFET，進入飽和的拐點不太明顯。SiC MOSFET進入飽和區的拐點不太明顯，和DIBL（漏致勢壘降低效應）有關
我們以下圖為例，來說明SiC MOSFET的一類短路過程。這是兩個45mΩ 1200V CoolSiC™ MOSFET的短路波形：一個是4腳的TO-247封裝，另一個是3腳TO-247封裝。圖中顯示了兩者在VDS=800V的直流電壓下的情況。
短路剛開始發生時，漏極電流迅速上升，很快到達一個峰值。由于開爾文源設計中的反饋回路減少，4腳TO-247封裝的MOSFET的電流上升得更快，在短路事件開始時，它也顯示出較少的自熱，峰值電流很高，超過300A。相反，3腳TO-247封裝的器件顯示出較小的峰值電流。造成這種情況的主要原因是di/dt作用于3腳元件的功率回路中的雜散電感，產生的瞬時電壓對VGS產生負反饋，從而降低了開關速度。隨后，短路電流引起SiC MOSFET芯片結溫上升，溝道遷移率μn隨之降低，同時疊加JFET效應，使得短路電流自峰值后開始下降，漏極電流下降到大約150A，直至關斷。測試波形證明了兩種封裝的TO-247 CoolSiC™ MOSFET的典型3μs短路能力。對于功率模塊，根據相關的目標應用要求，目前的短路能力最高為2μs。我們的CoolSiC™ MOSFET是第一個在數據表中保證短路耐受時間的器件。
TO247 3pin 封裝的IMW120R030M1H中，關于短路時間的定義：
EASY封裝的FF33MR12W1M1H中，關于短路時間的定義：
大部分IGBT短路時間在5~10μs，SiC MOSFET器件短路時間相對比較低，主要原因有以下幾點：
通過以上分析，我們可以看到，當功率器件處于短路狀態時，短路電流相對恒定。對于IGBT來說，短路電流一般是額定電流的4~6倍，而SiC MOSFET的短路電流一般可達額定電流的10倍。這一點從二者的輸出特性曲線就可以看出來。
當功率器件短路時，器件承受母線電壓，電場分布在整個漂移區。因為SiC材料的臨界電場強度約是Si材料的10倍，因此，要達到同樣的耐壓等級，SiC MOSFETI漂移區僅需要Si IGBT的十分之一。這意味著SiC MOSFET短路時發熱熱量更集中，溫度也更高。
SiC MOSFET芯片面積小于同電流等級的IGBT，電流密度更高，熱量更集中。
綜上所述，SiC MOSFET面積小、短路電流高、漂移層薄等特性，導致其短路時發熱量集中，相對IGBT來說，短路時間就相對短一些。
是不是SiC MOSFET短路能力就一定不如IGBT呢？也并不是這樣。功率器件的短路能力都是設計出來的，短路能力需要和其他性能做折衷。比如增加器件溝道密度，MOSFET的導通電阻會下降，但相應的，電流密度更高，短路電流會更大，因此短路時間下降。
除了導通電阻，SiC MOSFET短路能力設計還要考慮耐壓、損耗、壽命等多種因素。可以設計一個損耗極低但沒有短路能力的器件，也可以稍微犧牲一點性能，使器件具備短路能力，從而提升整體系統的可靠性。選擇哪一個方向，使器件最終呈現什么樣的性能，都是針對目標應用權衡的結果。
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