在實際應用中，例如機車牽引系統或風力發電系統，產品的總成本不是由產品的初始價格所決定的。總運行成本(TCO)和壽命周期成本(LCC)是根據購買成本、稅收、維護和處置成本來估算產品生命周期成本的分析方法。機車是使用TCO或LCC分析的一個很好的例子。其較長的生命周期(長達30年)使得維修相關費用成為TCO最主要的部分。在案例[1]的分析中，維護成本(預防和維修)占總運行成本的73%，事實上，購買成本只占總成本的1.5%。因此，降低產品的維護成本會對產品的總成本有重大影響。

從歷史上看，功率模塊的故障通常被歸類為隨機故障，因此很難降低維護的頻率[2]。然而，隨著制造質量的提高，部件的使用壽命已經發展到以部件磨損占主導地位的程度。因此，有機會通過確定組件的健康狀態(SOH)來減少維護頻率。尤其是最近的一項行業調查顯示，認為功率變流器中最弱的元件是電容的占30%，其次是PCB，占26%，功率模塊占21%[3]。功率半導體SOH評估有助于提高系統的可靠性，指導產品維護，幫助制定失效預防和快速維修計劃，從而降低壽命周期成本。

在功率模塊中，主要的磨損失效模式有三種：金屬鍍層的重構、綁定線的脫落以及焊接點的分層。由于前兩種故障機制會導致相關的電阻增加，因此可以通過測量功率模塊的通態電壓或門極閾值電壓來確定功率器件的健康狀態[5]。

本文提出了一種間接的功率模塊通態電壓的估算方法，旨在測量功率模塊的劣化程度從而對健康狀態進行在線的評估。第二部分，對狀態監測技術包括通態電壓測量技術進行了回顧。第三部分對間接通態電壓的估算方法進行了描述，并給出了實驗結果。最后討論了該方法在確定功率模塊健康狀態時的適用性。

功率模塊的壽命主要由三個老化機理決定。第一個是金屬鍍層的重構，主要由于在溫度循環的過程中，金屬鍍層與硅片的熱膨脹系數不匹配造成的[4]。第二種是綁定線的脫落，主要是由于在熱機械應力的作用下，綁定線上出現了裂紋，最終導致綁定線的脫落。這些承載著電流的綁定線，由于距離模塊內部的功率芯片表面非常近以及自身負載電流的發熱，因此承受著很高的熱負荷。此外，由于功率芯片表面存在溫度梯度，電流在綁定線中的分布可能是不均勻的。總之，這兩種老化機理都會降低功率模塊的電氣性能，通過觀察可以發現功率模塊的通態電壓會隨著器件的老化而增加。最后一種老化機制是焊接層的分離，它不會導致功率模塊負載電流路徑中的電阻增加。然而，由于熱機械疲勞導致裂紋在不同的焊接層表面該中傳播，功率模塊的熱性能會下降，從而導致功率模塊結溫的升高，同理，此機理也適用于離功率組件較遠的熱界面。

電阻的增加會產生更多的損耗，從而導致功率模塊結溫的升高。在同樣的邏輯下，對于具有正溫度系數（PTC）的功率半導體器件來講，結溫的增加會導致半導體器件的電壓降升高。因此，結溫和通態電壓測量都是量化和識別功率模塊老化狀態的必要手段。

a)過串聯二極管直接測量 b)有源箝位電路[7]

在以往的研究中，直接測量功率模塊的通態電壓會導致許多元件連接到高壓端子上。因此，如果這些元件失效，就會降低整個系統的魯棒性或性能。因此，另一種測量方法引起了人們極大的興趣，即通過低壓的門極端子來測試功率模塊的通態電壓Vce。

本文中，為了補充通態電壓的測量方法，也采用了向門極注入電流的方法來估算結溫。因此，從這個意義上說，只通過門極端子就可以估算整個功率模塊的健康狀態。

如圖文獻[11]中描述，MOSFET的輸入電容(Ciss)隨著門極和源極之間電壓的變化而變化，與外加門極電壓(Vg)呈非線性關系。使用頻率響應分析儀(ref. ap300)測得IGBT器件的輸入電容(Cin)在不同門極電壓(Vge)和阻斷電壓(Vce)下的特性，如圖2所示。當Vge在-4V以下時，Cin幾乎是恒定的，與Vce大小無關，因此，在該區域內，通過測量門極電壓估算得到的Tvj值與Vce無關。當Vge在-4V到0V之間時，Cin隨Vce電壓的增大而減小。因此，通過在一定范圍的Vge偏置電壓下對Cin進行測量，可以實現對Vce的估算。

利用特定的集成電路，可以對Cin進行直接的測量，直接轉化成數字讀出。為了最大限度地提高輸入電容的影響，設計了一個帶有直流源的集成電路，給門極注入直流電流。門極注入電流后，Vge電壓作為輸入電容的函數上升，而輸入電容又依賴于Vce電壓。

圖3為帶有電流源注入功能的門極驅動器，晶體管Q1和Q2作為功率器件的驅動管，為一個典型的門極驅動電路。在門極電流注入階段，IGBT處于關斷狀態，Q2為導通狀態，此時Q3開通，電流流過IGBT的門極。利用這種方式，可以通過控制Q3開通的時間將門極電壓充電到任意水平。

圖4顯示了門極輸入電流為25mA時，不同Vce偏置對輸入電容變化的影響。在此基礎上，選取一定時刻(橫坐標80左右)的門極電壓來進行Vce估算。

圖3(右) 恒定門極電流注入的情況下Vge隨Vce的變化

圖5 含有多個功率芯片組的功率模塊，

黑色部分的芯片處于導通狀態，

利用灰色部分的芯片進行通態電壓測試

            

因為對Vce的測量技術是基于對其它電壓的測量進行的，因此需要對測量的結果進行校準。為了簡化操作，這里選擇了無源校準。

功率器件的Vce通過外部電壓源施加，為了驗證估算值與溫度之間的關系，采用加熱臺對功率器件進行加熱。利用LabVIEW對試驗平臺進行實施控制。為了在校準的過程中不激活功率器件，要給Vce施加一定電流，圖6中的器件施加一定的正驅動電壓，且驅動電壓的值要低于該器件的開通閾值電壓。

圖6 無源校準平臺示意圖

校準程序在0V到3.5 V之間以100mV的步長對Vce電壓進行掃描，每步持續6秒。此外，對于器件的溫度也需要在100°C到40°C之間進行連續掃描。為了保證熱電偶和功率器件測試結構之間的溫度梯度最小化，需要對大量的溫度點進行采集，這里通過使用可控加熱臺，使溫度以8℃/小時的速度下降。此外,在數據收集之前，溫度需要保持在100℃以保證熱量在加熱板上的良好分配，從而進一步確保熱電偶溫度與功率模塊結溫之間盡可能接近。

校準結果如圖7所示。測量結果表明，當Vce大于1.3V時，曲線線性部分的靈敏度為0.4 Vge/Vce。在給定的Vce下，隨著溫度的升高，對應的門極電壓在大部分研究范圍內只有輕微的變化。

此外，隨著Vce的增大，門極電壓和溫度之間的函數關系如圖8所示。可以看出，在低通態電壓值時，溫度是最為關鍵的參數。這種現象可以通過結溫測量和擬合算法進行補償。

將器件放置在恒溫條件下，設置Vce電壓每6秒變化一次，對測試方法的精度進行了研究。圖9的柱狀圖為測試過程中Vce的分布情況，可以看出，在施加電壓和溫度范圍內，Vce存在±37.5mV的低離散型。

最終，為了將測到得Vge值轉變成通態電壓，將實驗數據進行了二階多項式擬合。如圖示10所示，實驗最大誤差為250mV，平均誤差100mV左右。根據計算處理能力(FPGA或CPU)的不同，使用查找表或三階多項式可以提高精度。

 圖9(左) 精度測試中的誤差分布柱狀圖

圖10(右) 二階多項式擬合的誤差

損傷敏感電參數（DSEP）通常是直接測量的電壓量而得到的，例如測量通態電壓。考慮到每個功率模塊從初始狀態通過校準步驟進行監測，這種測試方法精確度是不高的。本文闡述的DSEP，Vge的初始值需要在負載電流下進行校準，此時通常狀態下功率器件的導通電壓會高于1.3V。在這種情況下，通過測量Vge估算出的Vce具有良好的線性度，可以敏感的反應出模塊內部金屬鍍層和綁定線的劣化程度。同時，可以使用電流傳感器來協助測量結溫和Vce的值，以更好的對模塊的損傷程度進行評估。

使用SOH指標可以防止關鍵故障的發生，通過采取及時預防維護來降低設備的總壽命周期成本。在功率模塊中，通態電壓降作為對損傷敏感的參數，是監測的重要參數之一。本文提出了一種間接估算通態電壓的方法。這種方法最大的優點在于與電源主回路絕緣，任何測量元件都不直接與高壓連接。

通態電壓的間接估算要依賴其與輸入電容之間的關系。通過對輸入電容進行恒流充電，可以得到門極電壓Vge。因此，可以根據校準方法來估算并聯器件的通態電壓。該方法與文獻[10]中提出通過內部門極電阻來估算Tj的方法完全兼容。

結果表明，Vce在0.5V ~ 1.3V的范圍內時，其估計值與溫度有一定的相關性。當Vce在1.3V以上，Vge測量值與Vce電壓呈線性關系，且與功率器件溫度無關。

在未來的工作中，需要在功率模塊正常運行時對該方法進行測試，才能完全確定該方法的可行性。